3.1 发射机链路组成

3.1 发射机链路组成

本节摘要：SOURCE 3.1：发射链含编码、交织、映射、导频插入、IFFT、CP、窗函数、DAC 与 RF；5G 还含预编码与波束赋形。

发射模块

PAPR 约束迫使 PA 大回退——发射链设计须与 PAPR 抑制协同（见第 4 章）。

⚠️ 常见坑：导频功率过低导致信道估计 MSE 大。

💡 关键直觉：发射链 = 比特到电磁波的确定性流水线。

从比特到波形的流水线

发射链路是一条自上游向下游逐级传递的确定性流水线，每一级的输出格式决定下一级的输入。第一级是信道编码：LTE 用 Turbo 码，5G 数据信道改用 LDPC、控制信道用 Polar，以逼近香农极限并支持速率匹配。第二级是交织：把比特按一定规则重排，将突发错误在译码前打散成随机错误，配合编码的纠错能力。第三级是星座映射：按 MCS 选择的调制阶数，把比特分组映射为复数符号，如 QPSK 每符号 2 bit、64-QAM 每符号 6 bit。第四级是资源映射与导频插入：把数据符号填入频域栅格，按设计模式在指定位置插入导频符号，为接收端提供信道估计锚点。第五级是 IFFT 与加 CP：生成时域波形。第六级是窗函数：对符号边缘整形，压低频谱旁瓣。最后是 DAC 与射频前端，把数字基带搬移到载波频率。

这套流水线的顺序并非随意。交织必须在编码与映射之间，因为编码产生的是连续比特流，而信道衰落以突发形式破坏连续比特；导频插入必须在 IFFT 之前，因为导频本身是频域符号，需与数据一起经 IFFT 变成时域波形。任何一级的顺序颠倒，都会破坏整个链路的功能。

导频与参考信号设计

导频是发射链中"为接收端服务"的设计，需要在系统方案阶段统一规划。导频在频域与时域上的密度，取决于信道在二维上的变化速度：频域密度由信道相干带宽决定，时域密度由相干时间决定。LTE 的 CRS（小区参考信号）持续广播、密度固定，每个资源块内占据固定位置；5G NR 改为按需发送的 DMRS，密度与前置位置由配置决定，支持低时延场景的前载设计，也支持高速场景的高密度配置。

导频功率与数据功率的比例也需要权衡。导频功率过低，信道估计的均方误差增大，等效抬高噪声底；导频功率过高，则挤占数据功率，降低吞吐。LTE 的导频功率提升参数（P_A、P_B）正是用来在标准框架内调节这一比例。此外，MIMO 场景下导频需要按天线端口区分——LTE 通过频分/码分正交的导频图案区分多端口，5G NR 的 DMRS 支持最多 12 个正交端口，这是多天线传输的前提。

链路预算与 PAPR 约束

发射链路设计的核心约束是功率。OFDM 信号的峰均功率比（PAPR）高，功率放大器若工作点接近饱和，峰值会进入非线性区，产生频谱再生（带外泄漏）与星座失真。因此 PA 必须回退，工作点后退至线性区，回退量按 PAPR 统计分布确定。回退的直接代价是效率下降：典型 OFDM 基站的 PA 效率常在 15%-30%，大量功率以热量形式耗散。对基站，这是运营电费与散热成本；对终端，这直接压缩电池续航与发射功率上限。

用数值示例说明权衡。设功放饱和功率 46 dBm，OFDM 信号 PAPR 的 99.9% 分位点为 10 dB，则线性区需从饱和点回退 10 dB，平均输出功率降至 36 dBm。若改用低 PAPR 方案把分位点压到 7 dB，平均功率可提升至 39 dBm，等效链路预算增加 3 dB——这 3 dB 在覆盖半径上可能意味着几十米的差别。这正是第 4.1 节 PAPR 抑制技术的价值所在，也是 LTE 上行放弃 OFDM、改用 SC-FDMA 的直接原因。

5G 预编码与波束赋形

5G NR 在发射链中新增了两个关键模块。其一是预编码：在多天线阵列下，把数据层乘以预编码矩阵 W，将各流信号映射到天线端口，实现空间复用或分集。预编码可以在频域逐子载波进行，与 OFDM 的资源栅格天然契合——每个子载波独立计算 W_k，复杂度随子载波数线性增长。其二是波束赋形：利用大阵列天线的相位控制，把能量聚焦到特定方向。在毫米波频段，波束赋形是补偿路径损耗的关键手段，与 OFDM 的窄带子载波结构结合后，可以做到"每个资源块一个波束方向"的精细调度。

预编码与波束赋形都依赖信道状态信息（CSI）。频分双工下依赖终端上报，时分双工下可利用上下行信道互易性直接估计。无论哪种方式，导频都是 CSI 获取的起点——这再次凸显了导频设计在发射链中的枢纽地位。预编码矩阵的维度、波束码本的大小，都与 PA 后的天线数量直接相关，构成发射链设计中"数字域—模拟域"协同的典型课题。

发射链路参数计算示例

把发射链的各个模块串起来，可以做一个完整的链路预算与速率换算练习。设一个 10 MHz LTE 小区，子载波间隔 15 kHz，FFT 点数 1024，可用 RB 50 个，每 RB 12 子载波、每时隙 7 符号。下面计算 PDSCH 的峰值速率与发射功率限制。

import numpy as np

rb_num = 50                 # 10 MHz 可用资源块
re_per_rb = 12 * 7          # 每 RB 每时隙 RE 数（84）
slots_per_sec = 2000        # 每时隙 0.5 ms → 每秒 2000 时隙
data_ratio = 0.75           # 扣除 CRS/PDCCH/开销
for bits in [2, 4, 6]:
    peak = rb_num * re_per_rb * slots_per_sec * data_ratio * bits
    print(f"每 RE {bits} bit（{2**bits}QAM）→ PDSCH 峰值 ≈ {peak/1e6:.1f} Mbit/s")

# 发射功率与 PAPR 回退
sat_pwr_w = 10 ** (46 / 10) / 1000     # 饱和功率 46 dBm
papr_db = 10                           # 0.1% 分位 PAPR
avg_pwr_w = sat_pwr_w / (10 ** (papr_db / 10))
print(f"回退 {papr_db} dB 后平均输出 ≈ {10*np.log10(1000*avg_pwr_w):.1f} dBm")
​

这段计算把前面各模块的讨论落地：RB 数由带宽决定、RE 承载比特由调制决定、PAPR 决定功放工作点。三者共同构成发射链设计的输入条件。实际工程中还要叠加编码率、MIMO 流数与控制开销，进一步细分，但计算框架一致。

I/Q 不平衡与校正

发射链还有一个常见但容易被忽视的缺陷：I/Q 不平衡。理想的正交调制需要两路本振严格相差 90 度，实际电路中幅度偏差与相位偏差难以避免，导致镜像频率泄漏，星座出现椭圆畸变，EVM 恶化。工程上用校准序列估计不平衡参数，并在基带做数字补偿：估计幅度比与相位误差后，对 I/Q 信号做线性变换即可基本消除镜像。这一校正通常在上电自检与温度变化时执行，属于发射链的"自愈"环节，也体现了数字基带对模拟前端缺陷的补偿能力。

要点速记

• 导频是接收侧前提
• 编码+交织抗衰落突发
• PA 非线性限制高阶 QAM
• 预编码/波束赋形依赖 CSI 与导频
• 链路预算三要素：RB、调制、PAPR