4.2 两级运放与折叠共源共栅：补偿前后极点对照

4.2 两大架构对照：堆叠换单级增益，级联换摆幅

本节摘要：CMOS运放的增益有两条路线：套筒/折叠共源共栅在一级内堆叠出80分贝，只需很小的输出电容即稳定，但输出摆幅扣六个过驱动、输入共模范围窄；两级运放把两个30分贝级联到60到90分贝，摆幅宽，但必须密勒补偿——补偿电容引起极点分裂，主极点被压低、次极点被推高，右半平面零点用调零电阻处理。本节给出补偿前后极点位置的定量对照与手算流程。

4.1节定了指标，本节回答"用哪种身体去实现它"。两条路线的分岔点只有一个：摆幅预算够不够。

一、三条路线的静态对照

套筒共源共栅：差分对管头顶各叠一只共栅管，负载用共源共栅电流镜。单级增益约gm1乘（gm3乘ro3乘ro1并gm5乘ro5乘ro7），轻松80到90分贝。代价：信号通路叠四层管（输入对加共栅加共源共栅负载），输出摆幅每侧扣掉约三个过驱动加余量，1.8伏电源下双端输出约1伏峰峰值；输入共模范围也窄。折叠共源共栅：把输入对管"折"下来用相反极性电流折叠进共源共栅外壳。增益同级，输出摆幅同样紧张，但输入共模范围可以接到轨（输入对是另一极性），输入输出可以短接——这是做单位增益缓冲与开关电容电路的关键便利。两级运放：第一级差分跨导级加第二级共源增益级，中间跨接密勒电容Cc。每级30到40分贝，合计60到80分贝；输出摆幅只扣两个过驱动，1.8伏电源单端能摆1.4伏左右；代价是要做补偿，且第二级电流往往要大于第一级以推高次极点。

二、密勒补偿：极点分裂的定量账

未补偿的两级运放有两个主极点：第一级输出节点p1与第二级输出节点p2，位置都可能在兆赫兹量级，相位在穿越前就累积到近180度，闭环必振。跨接Cc之后用密勒定理（第3.1节）重算：第一级输出节点的等效电容变成Cc乘（1加gm2乘Ro2）加大C1，主极点被压到约gm1除Cc处，远低于原位置；第二级输出节点看到的是Cc串gm2通路，次极点被推到约gm2除CL处，远高于原位置。两个极点被向两边撕开——这就是极点分裂。补偿前的"双极点挤在穿越频率附近"变成补偿后的"主极点低垂、次极点远扬"，穿越频率放在gm1除2πCc，只要它低于次极点的五分之二左右，相位裕度约60度。

手算流程五步。第一步，定GBW等于gm1除2πCc：要100兆赫兹、Cc取2皮法则gm1需1.26毫西。第二步，核次极点：p2约gm2除2πCL，负载5皮法时要求gm2大于2π乘5皮法乘（2.5倍GBW）约7.9毫西，第二级电流显著大于第一级——这就是两级运放功耗吃亏的原因。第三步，右半平面零点位于gm2除2πCc，频率常落在GBW附近，相位滞后加幅度上翘双杀；插入调零电阻Rz等于1除以gm2，让零点移到无穷远，或取Rz略小于1除gm2把零点推到左半平面抵消次极点。第四步，Cc下限：为抑制电源噪声耦合与保证对负载电容不敏感，经验取Cc约0.3倍CL。第五步，仿真验证：交流扫描加瞬态阶跃看过冲，60度对应对冲约10%。

图：补偿前后极点位置对照

三、全差分与共模反馈：第四个玩家

把两条单端路径对称复制就是全差分运放：偶次失真对消、摆幅翻倍、电源噪声共模免疫。代价是输出共模电平没有任何东西钉住——差分反馈只定差模，共模悬空会缓慢漂到一边 saturate。解法是共模反馈（CMFB）：用电阻或开关电容网络检测输出共模平均电平，与参考比较后调节负载电流源的偏置，形成共模负反馈环。设计要点：CMFB环的带宽要与差模环同量级（慢了建立期间共模抖动），且要稳定（它自己也是一个反馈环）。开关电容CMFB避免电阻压摆幅损失，是第6章技术的又一次出场。

⚠️ 常见坑：两级运放第二级电流按第一级同量级取，导致次极点过低、相位裕度不足。手算先把gm2需求算出来再定电流，"第二级电流通常是第一级的两到五倍"这条经验背后就是次极点公式。另一个坑是Rz用工作在线性区的MOS管实现，其阻值随输出摆动调制，大信号时零点位置漂移——要么用偏置在线性区深处的较大管，要么接受并仿真核实。

本节要点回顾

• 三条路线：套筒增益最高摆幅最窄、折叠换输入范围但电流翻倍、两级摆幅最宽但要补偿
• 极点分裂：Cc跨接后主极点压到gm1除Cc、次极点推到gm2除CL，穿越段斜率回到20分贝每十倍频
• 60度条件：GBW低于次极点约五分之二；第二级gm要够大，电流常为第一级二到五倍
• 右半平面零点：位于gm2除Cc，Rz等于1除gm2消除或推到左半平面
• Cc取0.3倍CL的经验与GBW等于gm1除2πCc一起构成手算主干
• 全差分必须CMFB：共模环带宽与差模环同量级且自身稳定

延伸：补偿电容的三个位置与它们的性格

密勒电容并不是补偿的唯一摆法，三个位置三种性格。跨接在第二级（标准密勒）：极点分裂效果最强、所需电容最小，但带来右半平面零点与电源噪声直通路径——补偿电容把第二级输出纹波耦合回第一级，电源抑制在GBW附近塌陷就有它的功劳。接在第一级输出对地（旁路补偿）：无零点问题、电源抑制更好，但要的电容大得多（十倍量级），面积吃不消。接在输出对地：直接压输出极点，等于放弃极点分裂，只适合负载电容本来就大的场合。多数设计从标准密勒起步、Rz消零，遇到电源抑制瓶颈时换旁路补偿或混合摆法——补偿电容的位置是电源抑制与面积之间的又一个交换旋钮。

折叠结构还有一个套筒没有的细节值得点名：折叠节点（输入对漏极与共源共栅电流汇合处）是全电路最快的极点之一，也是噪声与失配的敏感节点——它的电容要压小（版图上该节点走线最短），它的电流分配（输入支路与折叠支路的电流比）决定增益与摆幅的二次分配，典型取折叠电流为输入电流的一点五到两倍。这个节点处理得好不好，直接区分折叠运放的优等生与差等生。

• 补一条选位原则：电源抑制出问题先怀疑密勒直通，换旁路摆法或加Rz再验证