4.3 动手：MOSFET 共源放大器全流程仿真
4.3 动手：MOSFET 共源放大器全流程仿真
本节摘要：本节把前两节的模型知识装配成一台真正的放大器：共源级。从手算偏置开始，依次完成工作点验证、增益预估、频率响应与瞬态波形核对，全程先手算、后仿真、逐项对账——这是模拟工程师每天重复的基本动作，走通一遍，流程就是你的了。
设计目标与手算偏置
电路规格：五伏供电，中 gain 的反相放大器，输入信号毫伏量级。拓扑取最经典的共源级：漏极接负载电阻，源极接反馈电阻加旁路电容，栅极由分压网络偏置。器件沿用上一节的 Level 1 模型，宽长比取一百。
先手算把"预期答案"写下来，仿真只是核对。栅极由两只一百千欧电阻从五伏分压，得二点五伏。源极电阻一千欧引入负反馈，与器件方程联立：设漏极电流为 x 毫安，则栅源电压等于二点五减 x，过驱动电压等于一点五减 x，代入平方律方程 x 等于千分之一乘（一点五减 x）的平方，解得漏极电流约零点六八毫安、栅源电压约一点八二伏。漏源电压等于五伏减去四千欧总电阻压降，约二点二八伏，大于过驱动电压零点八二伏，器件坐稳饱和区，可以放大。跨导取二倍贝塔乘电流的开方，约一点六五毫西；增益为负的跨导乘负载电阻，约负五倍，换算分贝约十四分贝。
网表与工作点核对
* 共源放大器：偏置与模型 VDD vd 0 DC 5 RG1 vg vd 100k RG2 vg 0 100k RD vd out 3k RS s 0 1k CS s 0 100u C1 in vg 10u VIN in 0 AC 1 SIN(0 10m 1k) M1 out vg s 0 NMOS1 W=100u L=1u .MODEL NMOS1 NMOS(LEVEL=1 VTO=1.0 KP=2e-5 LAMBDA=0.02 + GAMMA=0.5 PHI=0.6) .OP .END
跑 .OP，仿真器报出的关键数值：
v(out) = 2.9647 v(vg) = 2.5000 v(s) = 0.6812 id(M1) = 6.812e-04 gm(M1) = 1.6495e-03
逐项对账：漏极电流零点六八毫安，与手算一致；源极电位零点六八伏，恰是电流乘源极电阻；输出直流电位约二点九六伏，等于五伏减去负载电阻上的一毫安级压降；跨导一点六五毫西，与手算值在千分位内重合。这一步不能跳——工作点对了，后面的增益和波形才有意义；工作点错了，任何后续分析都是在错误的基准上白忙。
图：共源放大器的电路结构与直流负载线
增益验证：交流分析
把 .OP 换成（或加上）交流扫描：
.AC DEC 20 10 100MEG .MEAS AC gaindb MAX VDB(out) .END
中频段仿真读数约负十三点五分贝，即零点二一倍——与手算的负四点七五倍折算值（负十三点五分贝）完全对上。低于十赫兹的增益下塌来自输入耦合电容与五十千欧等效栅极电阻的高通；高频端的第二次下塌则来自器件的栅源与栅漏电容。手工可算的部分（中频增益）与仿真读数严格吻合，剩下频率两端的极点位置交给仿真，这正是"手算管方向、仿真管细节"的分工。
若把源极旁路电容 CS 拿掉重跑，增益掉到约负二点九倍——源极电阻的负反馈在起作用：跨导增益变成负的负载电阻除以（源极电阻加跨导倒数）。这个对照实验值得亲手做一次，负反馈的"用增益换稳定"立刻变得可触摸。
瞬态核对：波形不会说谎
最后把激励源接上：毫伏级正弦从 in 进来，看 out 的波形。
.TRAN 2u 3m 0 5u .MEAS TRAN vpp PP V(out) FROM=1m TO=3m .END
输出是反相的正弦，峰峰值约九十五毫伏——十毫伏输入乘四点七五倍增益，兑现。做一次"过载实验"：把输入幅值从十毫伏加到一百毫伏，波形下半周开始削平——输出电位被拉向负载电阻压降方向，器件逼近线性区边缘。失真从哪一档输入开始出现，就是这个放大器的真实动态范围，这个数字比增益本身更常出现在设计复查清单里。
💡 流程价值大于单点答案：偏置手算、.OP 对账、增益核算、过载实验，四步走完，你得到的不是"一个仿好了的电路"，而是一套可迁移的工作方法。第 6 章的收敛调试、第 7 章的噪声分析，全部沿用这套"先算预期、再仿、再对账"的节奏。
本节要点回顾
- 手算先行：偏置方程解出零点六八毫安的工作点，仿真读数分毫吻合才算过关。
- 工作点验收：漏源电压大于过驱动电压，器件坐稳饱和区，放大才有前提。
- 增益对账：负跨导乘负载，手算与交流读数一致；拿掉旁路电容，负反馈立刻显现。
- 过载实验：逐步加大输入找到削顶起点，动态范围是比增益更硬的指标。
MOSFET 这条线走通了，下一节换双极管把同一套流程再走一遍，顺便画一张经典的双极管输出特性曲线。
问题：偏置电阻取一兆欧行不行，能省功耗吗
分压网络的阻值放大十倍，功耗确实按比例下降，但两个副作用随之而来。一是偏置点对器件参数更敏感：分压网络的"钳位硬度"下降，栅极电位更容易被漏极电流的变化牵动；二是输入极点随等效电阻水涨船高，带宽被压窄。工程折中通常取分压电流在漏极电流的十分之一量级——偏置稳定性优先，功耗靠别处省。
问题：输出直流电位二点九六伏，这个数重要吗
非常重要，它决定了后级耦合方式与输出摆幅。单级放大器的输出必须落在"离上下轨都有充分余量"的区间，本例的二点九六伏离五伏轨还有二伏、离地有二点九伏，配下一级的耦合很从容。若工作点算出来贴轨，先解决偏置再谈别的——摆幅不足的放大器，增益再高也输出不了完整信号。
问题：怎么给这级放大器算输入输出阻抗
仿真版答案：输入端串一只大电感隔开信号源、输出端并接测试源，用 .AC 或 .TF 类语句直接量。手算版答案：输入阻抗近似两只分压电阻的并联（栅极本身阻抗极高）；输出阻抗近似负载电阻与器件输出电阻的并联，约二点九千欧。阻抗决定级联时的负载效应，两级放大器直连后增益缩水的原因，九成在这里。
问题：跨导一变增益就变，有没有更稳的方案
有，方向有两个：加深负反馈（源极电阻不旁路或部分旁路），用增益换稳定；或者换拓扑，把增益任务交给两级级联、每级只承担适度增益。单管放大器的价值在于看懂原理，产品级的增益链几乎都是"多级加反馈"的组合拳——理解这一点的标志，是你不再纠结单级能不能做出一百倍。