4.4 动手：BJT 共射放大器与输出特性曲线

4.4 动手：BJT 共射放大器与输出特性曲线

本节摘要：双极型晶体管是共源级之外的另一条主线。本节先用嵌套直流扫描画出 BJT 的输出特性曲线族，学会从曲线反推 BF 与 VAF；再把 2N3904 装进分压偏置的共射放大器，完成工作点、增益、旁路电容对照实验的完整仿真，手算与读数全程对账。

先画曲线：认识管子的"地图"

拿到一只不熟悉的晶体管，老工程师的第一反应不是搭放大器，而是先看特性曲线——它告诉你这只管子在什么偏置下能干什么。用四点一节的 2N3904 模型搭一个测试台：基极用电流源注入，集电极电压从零扫起：

* BJT 输出特性扫描台
IB1  b  0  DC 0
VCE  c  0  0
Q1   c  b  0  QN3904
.MODEL QN3904 NPN(IS=6.7f BF=416 VAF=74 RB=10 RC=1 RE=0.5
+ CJE=4.5p CJC=3.5p TF=300p TR=100n)
.DC VCE 0 10 0.05 IB1 5u 20u 5u
.PLOT DC IC(Q1)
.END
​

嵌套扫描的含义与 MOSFET 一节相同：外层扫集射电压，内层让基极电流取五、十、二十微安三档。得到的曲线族分两个区域：左端零点三伏以内的陡升段是饱和区，集电极电压太低，收集不及，电流被"憋"在指数上升；过了膝点之后是放大区，电流几乎不随集射电压变化，高度约等于基极电流乘 BF——五微安档对应约二点一毫安，二十微安档约八点三毫安。曲线并非绝对水平，而是以极缓的斜率上翘，斜率的倒数就是这只管子的输出电阻，它由厄尔利电压 VAF 决定：VAF 越大，曲线越平。

图：BJT 输出特性曲线族与两个工作区

曲线反推练习值得亲手做：把 BF 改成两百重跑，每条曲线的高度几乎减半；把 VAF 从七十四伏改成二十伏，平坦段明显变成上坡。两次实验之后，BF 管高度、VAF 管斜率的对应关系就刻在脑子里了——以后看任何工艺库的 BJT 卡，扫一眼这两个数就知道管子的输出电阻量级。

搭放大器：分压偏置共射级

电路规格与共源节相同：五伏供电、毫伏级输入。偏置网络用两只电阻分压出约零点八八伏的基极电位，发射极串一百八十欧电阻抬起点一八伏左右的射极电位，集电极经两千二百欧电阻接电源：

* 分压偏置共射放大器
VDD  vd  0   DC 5
RB1  vd  b   47k
RB2  b   0   10k
RC   vd  out 2.2k
RE   e   0   180
CE   e   0   100u
C1   in  b   10u
VIN  in  0   AC 1  SIN(0 1m 1k)
Q1   out b   e  QN3904
.MODEL QN3904 NPN(IS=6.7f BF=416 VAF=74 RB=10 RC=1 RE=0.5
+ CJE=4.5p CJC=3.5p TF=300p TR=100n)
.OP
.END
​

工作点手算走一遍：基极电位约五伏乘十分之十比五十七，零点八八伏；发射极电位低零点七伏，零点一八伏；发射极电流等于零点一八伏除一百八十欧，整一毫安；集电极电位五伏减二点二千欧乘一毫安，二点八伏；集射电压二点六伏，远离膝点，管子稳稳坐在放大区。仿真读数应当是：集电极电流约零点九九毫安、发射极电位零点一八伏、输出直流电位二点八二伏，与手算对账误差在百分之一量级——分压网络的"电位钳制"比 MOSFET 的平方律偏置更皮实，这也是分压偏置成为教科书标配的原因。

增益与旁路电容对照

小信号增益由发射极本征电阻决定：二十六毫伏除集电极电流，约二十六欧；集电极负载两千二百欧，增益约负八十五倍，折合三十八点六分贝。跑 .AC 验证：

.AC DEC 20 10 100MEG
.MEAS AC gaindb MAX VDB(out)
.END
​

中频读数落在负三十八分贝附近，与手算一致。低频端的下塌来自两只电容：输入耦合电容与等效输入电阻构成的高通、发射极旁路电容与发射极电阻构成的高通，两个转折点把低频响应切成台阶——想让低端更平，加大旁路电容比加大耦合电容立竿见影。

对照组实验只改一处：删掉 CE 那一行重跑，增益从负八十五倍暴跌到负十一倍附近。此时发射极电阻不再被旁路，增益变成负的负载电阻除以（本征电阻加一百八十欧），负反馈把增益钉死在电阻比上——增益从"依赖管子脾气"变成"依赖电阻比值"，这正是牺牲增益买稳定性的经典交易。音频前级常用"部分旁路"折中：串联两只电阻，只旁路其中一只，增益落在两者之间且更可控。

瞬态与削顶

最后加 .TRAN 看波形：输入一毫伏正弦，输出约八十五毫伏反相正弦，干净无失真。把输入抬到十毫伏，输出正半周先被压扁——输出电位向下顶到饱和边界，管子进饱和区，波形削顶。削顶从哪一档开始、上下半周是否对称，就是这个共射级的动态范围报告。BJT 放大器的削顶往往先出现在一个方向，原因是正负摆动的余量天然不等：一边是二点八伏，另一边只有零点三伏不到的饱和余量。余量小的那一侧先削，这是看波形定位工作点的技巧。

⚠️ 双极管仿真里最常见的笔误是把集电极与发射极在器件卡上写反。器件卡端子顺序是"集、基、射"（Q1 out b e），与 MOSFET 的"漏栅源衬"不同。接反的管子仍然"能仿真"——反向放大倍数 BR 让它呈现怪异的低增益特性，波形不报错却完全不对，只能靠工作点检查抓出来。

本节要点回顾

• 曲线即地图：膝点以左饱和、以右放大，平坦高度对应基极电流乘 BF，斜率对应 VAF。
• 嵌套扫描复用：与 MOSFET 一节同一套语法，扫描台是理解任何管子的第一步。
• 分压偏置皮实：基极电位被电阻比钉住，工作点对管子参数的依赖被降到次要。
• 旁路电容是增益旋钮：全旁路高增益、无旁路高稳定、部分旁路折中，三档随意取。
• 端子顺序：BJT 是集、基、射，写反不报错但结果全错，工作点检查是唯一防线。

两只管子的单级放大器都走通了。下一节解决工程化问题：重复电路打包、参数化扫描，让网表学会"举一反三"。

问题：BJT 与 MOSFET 放大器该怎么选

看任务性质。双极管跨导大、低电压下摆幅效率高，噪声表现也常更优，适合低压音频前端这类讲究跨导效率的场合；场效应管栅极无直流电流、输入阻抗近乎无穷，适合高阻抗信号源与前级开关。两者混用是常态：MOS 输入级扛阻抗，双极增益级供跨导，各取所长。仿真里两套模型都跑一遍再选，比先入为主可靠。

问题：厄尔利电压小会导致什么实际问题

输出电阻下降，单级增益天花板被压低。以 VAF 等于二十伏为例，一毫安偏置下输出电阻约二十千欧，两倍负载电阻就会把增益吃掉可观的一截。提增益的路线随之清晰：加大 VAF（换长沟道或高厄尔利工艺）、降偏置电流（输出电阻反比于电流，但跨导也降）、或改用共源共栅结构把输出电阻叠乘起来。

问题：旁路电容的容值怎么估算

用"让低频转折落在信号带外"反推。旁路电容看向发射极的等效电阻约是本征电阻与偏置电阻的并联量级，容值等于一除以二派乘等效电阻乘目标转折频率。拿不准就仿真对账：把容值减半、加倍各跑一次交流分析，低频台阶的位置移动多少一目了然——电容选型在仿真里就是这么便宜。